Strommonitor für die messung eines gepulsten ionenstrahls

NUCLEAR

INSTRUMENTS

AND

METHODS

I2 9

(1975) 53-58;

©

NORTH-HOLLAND

PUBLISHING

CO.

STROMMONITOR FUR DIE MESSUNG EINES GEPULSTEN IONENSTRAHLS R I C H A R D R E I M A N N und M A X R O E D E

Schweizerisches [nstitut fiir Nuklearforschung, CH5234 Villigen, Schweiz Eingegangen a m 1. Juli 1975 A beam m o n i t o r which permits the non-intercepting measurement of a pulsed p r o t o n beam and the associated electronics for an analog and digital display is described. With the help

of an automatic range selector beam currents f r o m 0.1 to 250/zA can be measured.

1. Einleitung Der Betrieb von modernen Beschleunigeranlagen erfordert oft eine m6glichst rtickwirkungsfreie Messung des Strahlstromes. Die angewandte Messmethode h~ingt dabei v o n d e r geforderten Empfindlichkeit sowie von einer eventuell vorhandenen periodischen Strahlstruktur ab (gepulster Strahl). Der nachfolgend beschriebene Strommonitor beruht auf einer solchen Struktur und besteht im Prinzip aus einem koaxialen Resonator (reentrant cavity), der auf die Harmonische II der Impulsfolgefrequenz des beschleunigten Ionenstrahls abgestimmt ist (vergl. Fig. 1). Dieser durchquert den Resonator in axialer Richtung und regt ihn zum Schwingen an (TMol-Mode), wobei die Amplitude der erzeugten hf-Schwingungen ein Mass ffir die Strahlintensit~it ist. Ein solcher Strommonitor wurde bereits yon Berg6re gebautl), dessert Arbeitsfrequenz im Mikrowellenbereich liegt; in unserem Fall betrfigt diese ca. 100 MHz.

Nehmen wir der Einfachheit halber an, dass die Ladungsimpulse dreieckf6rmig verlaufen, so ergibt sich fiir i(t) folgende Fourier-Reihe2): 2~I ~ i

--COS r/OU'C 2 r/

cosncot.

(1)

Hierbei bedeuten: c~ = TastverhNtnis, I = Impulsamplitude, co/(2rc) = Impulsfolgefrequenz der Ionenpakete (= 50,633 MHz). Ftir die Fourier-Koeffizienten Io, 11 und I2 erh/ilt man:

2. Prinzip Die Anregung des Resonators lfisst sich auf folgende Weise erkl~iren : Positive Ionenpakete, welche sich innerhalb des Strahlffihrungsrohres in axialer Richtung fortbewegen, ziehen entsprechende durch Influenzwirkung hervorgerufene negative Ladungen der Rohrwandung entlang und erzeugen so einen Wandstrom i(t).

Io = ½eI(= Mittelwert),

(2)

2~I 11 = --g--V,(1-cosc~r),

(3)

12

(4)

- -

2 e2 7Z.2

( 1 - c o s 2~z).

Ersetzt man ( 1 - c o s eTz) durch 2sin 2 ½c~Tr, so erh/ilt man fiir: 1-1 = 2 (sin ½c(zc)2, to \ ½c~ /

(5)

I-Z= 2 ( s i n ~

(6)

und analog:

Strahl

_/21_

Io

z,

\ arc /

13 2 (sin ~ ) 2 I--~= \ 3c~----~} "

(7)

Ffir unendlich schmale Impulse gilt:

11 = i2 = I, = 2•o.

Fig. 1. Koaxialer Resonator.

53

(8)

54

tL REIMANN UND M. RUEDE

am 5_quivalenten Parallelresonanzkreis:

Inllo~

~

2

ez(t) = Io Q-- cos 2~ot, coC =1

n3~:2

n= .

10-4

.

.

.

I

10-3

~

'

'

'

I

10-2

'

'

'

'

I

10-1

.

.

.

.

I

II-

1

Fig. 2. Verhfi.ltnis der Fourier-Koeffizienten In/Io als Funktion des TastverhRltnisses cc

Auf dem Diagramm der Fig. 2 haben wit das Verhgtltnis I,/I o als Funktion des TastverhNtnisses fiir n = 1, 2 und 3 aufgetragen. Ftir a~<0,08 verlaufen die Kurven n = 1 und n = 2 praktisch horizontal, d.h. die Strommessung (Io) mittels der Grundharmonischen oder der Harmonischen I1 ist in diesem Bereich unabh~ingig vom Duty Cycle3). Unter denselben Bedingungen erh~ilt man somit ftir die hf-Spannung e2(t )

(9)

wobei Q Gtite und C KapazitS_t des Ersatzkreises bedeuten. Die Spannung e 2 (t) ist praktisch identisch mit der Spannung am offenen Ende des koaxialen Resonanzsystems. Setzt man fiir Q = 1300, C = 120 pF und o0/(2~z)~50MHz ein, so ergibt sich bei einem mittleren Strahlstrom I0 = 1 #A ein Amplitudenwert E2 von ca. 17 mV. Im praktischen Fall erfolgt jedoch die hf-Auskopplung mit Hilfe einer Schlaufe. Fig. 3 zeigt einen Schnitt durch den aus Aluminium hergestel|ten und an der Innenwand versilberten Resonator. Die Koppelschlaufe rechts unten ist dabei so bemessen, dass eine Anpassung an das 50f2-Ubertragungssystem erreicht wird. Am obern Ende des Resonators befindet sich eine mit Schteifkontakten versehene Elektrode, die sich zwecks Frequenzeinstellung in axialer Richtung verschieben l~isst. In der obern HS.lfte des Resonators erkennt man ferner zwei Keramikdurchftihrungen, die je zum Anschluss eines Luft-

Fig. 3. Querschnitt des Strommonitors (Rohrinnendurchmesser = 10 cm).

STROMMONITOR

trimmers dienen (in Fig. 3 nicht dargestellt). Diese erm6glichen eine Feinabstimmung des Resonators auf die Harmonische II. Einer dieser Trimmerkondensatoren ist zudem mit einem motorischen Antrieb versehen und kann ferngesteuert werden. Links unten erkennt man eine weitere Schlaufe, die jedoch bedeutend kleiner als die eingangs erw~ihnte ist. Sie dient zum Ankoppeln eines 100 MHz-Kontrollsignals, was ein Abstimmen des Resonators ohne Strahl erlaubt. Zum Bau des Resonators wurden nur strahlenresistente Materialien und Komponenten verwendet. Der Dichtungsring zwischen Deckel und Resonatortopf besteht aus geglfihtem Reinaluminium, w/ihrend die vier seitlichen Flansche mit den Keramikdurchfiihrungen Dichtungsringe aus Indium aufweisen. Das Diagramm der Fig. 4 stellt die an der grossen Koppelschlaufe gemessene Impedanzortskurve dar (o~=Variable). In unmittelbarer N~ihe der Resonanz besteht die Ortskurve aus einem Kreis mit dem Radius (~ooM)2/2r. Hierbei wird der Resonator mit der Koppelschlaufe als Resonanzfibertrager betrachtet, wobei M=gegenseitige Induktivit/it und r=Serieverlustwiderstand des Ersatzkreises bedeuten. Durch Serieschaltung eines Kondensators von 27 pF kann der Resonanzpunkt (101,265 MHz) in der Ortskurve auf die reelle Achse verschoben werden, wodurch eine Anpassung an das koaxiale 50Q-Anschlusskabel erreicht wird. Der Frequenzbereich zwischen 101,249 MHz bis 101,281 MHz entspricht der Bandbreite des unbelasteten Resonanztibertragers. Fig. 5 zeigt eine photographische Aufnahme des Resonators bei entferntem Trimmergeh~iuse- und M otorgeh/iuse-Deckel. 3. Elektronische Messeinrichtungen 3.1. A~ALOOEANZEIGE Die elektronische Messapparatur mit analoger AnjX 100

50

1011249MHz

~

~ 1 0 1 , 2 6 5 MHz

t

101,281 MHz 0

J

50

•

~

R

Fig. 4. Ortskurve der Stromtransformer-Impedanz.

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Fig. 5. Strommonitor (TrimmergeMiuse- und MotorgehauseDeckel enffernt).

zeige besteht im wesentlichen aus einem ~berlagerungsempffinger, dessen Gain zwecks Driftkompensation in gewissen Zeitintervallen automatisch nachgestellt wird. Die Arbeitsweise der Apparatur l~isst sich anhand des Schemas der Fig. 6 erl~iutern: Das in der Stromsonde erzeugte hf-signal wird zuerst auf einen programmierbaren Abschw~icher gegeben, der automatisch den richtigen Messbereich einstellt (0, 20 oder 40 dB). Von hier gelangt das stromproportionale hf-Signal fiber einen koaxialen Umschalter auf einen ~berlagerungsempf~inger mit doppelter Frequenzumsetzung sowie einen Demodulator mit linearisierter Charakteristik4). Anschliessend folgt ein Umschalter, der das gleichgerichtete hf-Signal entweder auf einen Track and Hold- oder einen ALCKreis (automatic level control) schaltet. In diesem wird das Signal mit einer Referenzspannung verglichen, wobei das erzeugte Fehlersignal zum Nachstellen des Empffinger-Gains verwendet wird. Wghrend dieses Betriebszustandes muss der 100 MHz-Umschalter auf Kontrollsignal stehen. Das Kontrollsignal wird seinerseits yore Master-Oszillator des Beschleunigers geliefertS). Die Dauer dieses Betriebszustandes ist dabei durch den zeitlichen Ablauf des ALC-Regelvorganges gegeben und betrS.gt 5 s. Wfihrend dieser Zeit befindet sich der Track and Hold-Kreis im Hold-Mode und speichert den zuletzt registrierten Stromsondenwert. W~ihrend des Track Modes, dessert Dauer 10 min betr~igt, bleibt der UberlagerungsempfS.nger rnit dem Demodulator durchgeschaltet, d.h. das Stromsondensignal kann am Ausgange des Verteilers laufend registriert werden. Gleichzeitig befindet sich der Sample and

56

R. REIMANN U N D M. RO-EDE

{

BCD i

~

MessbereichAnzeige 0,20,40dB

KontroH Signal -

,G5-; s°nde2-I '

'

~

&

=

I~'-lumsT~ter F

Computer

Display (1

,b

~

Re[ Analog Gate

Op. Amp. I

track

aq

hold_[ . . . .

b 1 - - 1

c ---[--[

L ....

. . . .

Oh

d

I

t

e

[--~ sample

1

off

hold ....

Analogq Input

100]kHz Vcc _[L500p s

500Hz

150Hz

_Nlms I

I 5Hz

10ms

r

Eq_J ,,_.y___,

van Berei}chumschaltauto matik 0, 20, 40dB Fig. 7. Schema far die digitale Anzeige.

L

__J

Fig. 6. BIockschema des Empf~ingers mit ALC-Kreis und automat. Bereichumschaltung.

10 Hz --]

F

[ - - L

Trig

L__

[-~

STROMMONITOR

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Hold-Kreis im Hold-Mode, wobei das zuletzt gemessene Fehlersignal gespeichert wird (vergl. Zeitdiagramm der Fig. 6). Die Referenzspannung wird so eingestellt, dass 1 V Ausgangsspannung einem #A Strahlstrommittelwert entspricht. Diese Eichung kann mittels eines Faraday-Cups vorgenommen werden. Die automatische Bereichumschaltung erm6glicht es unter diesen Voraussetzungen mit Hilfe des Monitors Strahlstr6me von 0,1 bis 250 ~A praktisch riickwirkungsfrei zu messen. 3.2. DIGITALEANZEIGE Im Gegensatz zur analogen Anzeige ist bei der digitalen Anzeige der Messbereich in der Ablesung bereits berticksichtigt. Das Prinzip 15.sst sich anhand des Schemas der Fig. 7 erkl/iren: Das analoge Stromsondensignal am Ausgange des Verteilers wird auf einen Voltage to Frequency Converter (VFC) gegeben, an dessert Ausgang Impulse variabler Frequenz erscheinen. Diese gelangen anschliessend auf eine Torschaltung, die mit einer Sequenz von 5 Hz bet/itigt wird. Die Offnungszeiten betragen dabei 1, 10 bzw. 100 ms, entsprechend den Strommessbereichen von 0, 20 und 40 dB. Um m6glichst genau definierte Offnungszeiten zu erhalten, wird von einem quarzstabilisierten Oszillator ausgegangen, dessen Ausgangssignal yon 100 kHz, 4 dekadische Zfihler durchl/iuft. Die dabei erzeugten Impulse von 1 kHz, 100 Hz und 10 Hz werden zum Ansteuern von JK-Flip-Flops verwendet, die ihrerseits symmetrische Rechteckspannungen von 500, 50 und 5 Hz abgeben. Die positive Flanke des 5 Hz-Rechtecksignales wird zum Triggern des monostabilen Multivibrators verwendet, der die nachfolgenden Torschaltungen mit Selbstahltung betfitigt. Auf diese Weise erhS.lt man drei synchrone Impulse, deren Impulsbreiten im vorerw/ihnten dekadischen Verhfiltnis zueinander stehen. Mittels dreier UND- und zweier ODER-Tore kan die v o n d e r Bereichumschaltautomatik gew/ihlte Impulsbreite durchgelassen und das Tot zwischen VFC und Zfihler bet/itigt werden.

4. Messung des Tastverh/iltnisses Wie aus Abschnitt 2 hervorgeht, ist es notwendig, das TastverhNtnis des gepulsten Ionenstrahls zu kennen. Eine Anordnung, die n~iherungsweise eine rtickwirkungsfreie Bestimmung yon e erlaubt, ist in Fig. 8 abgebildet3). Sie besteht aus einem kurzen Rohrstiick, das vom Strahl in axialer Richtung durchquert wird. Im Rohrsttick befindet sich eine als Bandleitung 6) ausgeftihrte kapazitive Sonde. Die Breite b und der Abstand d des Bandes v o n d e r Rohrwand sind

Fig. 8. Als Bandleitung ausgefiihrte kapazitive Strahlsonde. so bemessen, dass die Wellenimpedanz des Leitungssystems Band-Rohrwand 50~2 betrfigt (b=25 ram, d = 5 mm). An einem Ende ist das Band mit einem 50 Q Abschlusswiderstand versehen; das andere Ende ist an einer vakuumdichten koaxialen Durchftihrung ange16tet, an die ein 50 ~2-Kabel angeschlossen werden kann. Beim Durchfliegen der geladenen Teilchen werden auf dem Band Ladungsimpulse durch Inftuenzwirkung erzeught. Mit Hilfe eines breitbandigen Oszillografen kann dabei die Lfingstruktur der Ionenpakete und somit ~ bestimmt werden. Man erh/ilt auf dem Bildschirm infolge der 50 O-Belastung der Bandleitung nicht ein zur Ladungsdichte proportionales, sondern ein zur zeitlichen Anderung der Ladungsdichte proportionales Signal, was jedoch ffir die Bestimmung von :~ keine Rolle spielt (vergl. Oszillo-

Fig. 9. Von der Bandleitung erzeugtes Signal bei ca. 1/zA Strahlstrom-Mittelwert (Zeitablenkung 2 ns/div.).

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R. R E I M A N N UND M. R UEDE

gramm der Fig. 9). Dank der fftngs des ganzen Rohrumfanges im Abstand d verlaufenden Bandes erh~tlt man eine relativ grosse Signalamplitude. Diese ist in gewissen Grenzen unempfindlich auf Abweichungen des Strahles yon der Mittellage. Literatur 1) R. Berg~re, Rapport CEA-R3126, Saclay (1967) p. 60.

2) H, Borg, Thdorie des circuits impulsionnels (Revue d'Optique, Paris, 1953) p. 53. 3) R. Reimann, Z. Angew. Math. Phys. 25 (1974) 1. 4) j. G. Graeme, Applications of operational amplifiers (McGrawHill, New York, 1971) p. 119. 5) j. p. Blaser und H. A. WiIlax, IEEE Trans. Nucl. Sci. NS-13, no. 4 (1966) 194. 6) G. Megla, Dezimeterwellentechnik (Berliner Union, Stuttgart, 1962) p. 101.